ARSAdvances in Radio ScienceARSAdv. Radio Sci.1684-9973Copernicus PublicationsGöttingen, Germany10.5194/ars-15-1-2017Experimentelles FMCW-Radar zur hochfrequenten Charakterisierung von WindenergieanlagenSchubertKarstenkarsten.schubert@jade-hs.deWernerJensSchwartauFabianJade Hochschule Wilhelmshaven/Oldenburg/Elsfleth, Friedrich-Paffrath-Str. 101, 26389 Wilhelmshaven, GermanyTechnische Universität Braunschweig, Institut für Hochfrequenztechnik, Schleinitzstr. 22, 38106 Braunschweig, GermanyKarsten Schubert (karsten.schubert@jade-hs.de)21September2017151923December201618April2017This work is licensed under the Creative Commons Attribution 3.0 Unported License. To view a copy of this licence, visit https://creativecommons.org/licenses/by/3.0/This article is available from https://ars.copernicus.org/articles/15/1/2017/ars-15-1-2017.htmlThe full text article is available as a PDF file from https://ars.copernicus.org/articles/15/1/2017/ars-15-1-2017.pdf
During the increasing dissemination of renewable energy sources the
potential and actual interference effects of wind turbine plants became
obvious. Turbines reflect the signals of weather radar and other radar
systems. In addition to the static radar echoes, in particular the Doppler
echoes are to be mentioned as an undesirable impairment .
As a result, building permit is refused for numerous new wind turbines, as
the potential interference can not be reliably predicted. As a contribution
to the improvement of this predictability, measurements are planned which aim
at the high-frequency characterisation of wind energy installations. In this
paper, a cost-effective FMCW radar is presented, which is operated in the
same frequency band (C-band) as the weather radars of the German weather
service. Here, the focus is on the description of the hardware design
including the considerations used for its dimensioning.
Einleitung
Im Zuge der in Deutschland vorangetriebenen Energiewende werden eine Vielzahl
von Windenergieanlagen (WEA) errichtet (kumulierter Anlagenbestand an Land >26 Tsd., Stand Juni 2016, ). Zudem werden im
sogenannten Re-Powering Verfahren bestehende Anlagen durch größere
ersetzt. Im Rahmen des Genehmigungsverfahrens muss dabei im Vorfeld
sichergestellt werden, dass Funknavigations- oder andere
Überwachungssysteme nicht in einem unzulässigen Maß gestört
werden. Neben den Systemen der Luftfahrt – wie z.B. Instrumentenlandesystem
(ILS), VOR (VHF-Omnidirectional Range) oder ASR (Airport Surveillance Radar)
– gehört dazu ebenfalls das Wetterradarsystem des Deutschen
Wetterdienstes (DWD). Der DWD ist eine Bundesoberbehörde im
Geschäftsbereich des Bundesministeriums für Verkehr und digitale
Infrastruktur und ist für die Erfüllung der meteorologischen
Erfordernisse aller Wirtschafts- und Gesellschaftsbereiche in Deutschland
zuständig, .
Die derzeit verwendeten Methoden zur Vorhersage der Störwirkung, die im
Rahmen von Genehmigungsverfahren herangezogen werden, beruhen auf zahlreichen
Annahmen, die bislang nicht vollständig messtechnisch verifiziert wurden.
Die potentielle Störwirkung von WEA auf Radarsysteme kann somit nicht
exakt vorhergesagt werden bzw. benötigt den Abgleich mit Messdaten zur
Validierung der Simulationsergebnisse. Für Genehmigungsverfahren ist
generell eine wissenschaftlich fundierte Vorhersage anzustreben. Es besteht
daher ein erhebliches Interesse, zuverlässige Vorhersagemodell zu
entwickeln und diese messtechnisch zu untermauern.
Wetterradar
Fernziel eines Forschungsvorhabens ist es, die Auswirkungen von WEA auf
C-Band (5,6 GHz) Niederschlagsradare messtechnisch näher zu untersuchen
und die Arbeiten des WERAN-Projektes zu unterstützen
. Die Niederschlagsradare des DWD sind als Pulsradare
mit Hochgewinn-Parabolantennen (ca. 1∘ Öffnungswinkel)
ausgestattet. Sie scannen ihre Umgebung zyklisch in einem Zeitintervall von 5
bis 15 min. WEA, die in der Umgebung eines Wetterradars positioniert sind,
erzeugen zum einen statische Radarechos, sowie weiterhin Doppler-Echos auf
Grund der rotierenden Flügel.
Bei einer ausschließlichen Messung der elektrischen Feldstärke in der
Umgebung einer WEA ist das Scanintervall des Wetterradars nachteilig, da nur
seltene und kurze Ereignisse detektiert werden können
(Drehgeschwindigkeit der Antenne 2–6 U min-1 bei variabler
Elevation). Weiterhin ist der Zugriff auf die Radartechnik des DWD nur
eingeschränkt möglich. Daher wird hier ein FMCW-Radar verwendet, das
kontinuierliche Messungen erlaubt. Dabei sind weitere Vorteile die große
Flexibilität hinsichtlich der Variation technischer Parameter sowie der
mobile Einsatz, der durch das geringe Gewicht und überschaubare
Abmessungen ermöglicht wird. Mittelfristig ist eine Verwendung auf
luftgestützten Plattformen (Motorflugzeug) geplant.
Vereinfachtes Blockdiagram des initialen Versuchsaufbaus.
Experimentelles FMCW-Radar
Für die Charakterisierung von WEA im C-Band wird ein einfaches,
kostengünstiges und universell einsetzbares FMCW-Radar entwickelt. Dieses
ist modular aufgebaut und kann für unterschiedliche Messaufgaben schnell
und flexibel angepasst werden. So kann das System u.a. wahlweise als
bistatisches oder monostatisches Radar aufgebaut werden. Die verwendete
Frequenz liegt im 6 cm Amateurfunkband (5,65–5,85 GHz), welches von
Funkamateuren, die im Besitz eines Amateurfunkzeugnisses sind, genutzt werden
kann. Der Amateurfunkdienst erlaubt ausdrücklich experimentelle und
technisch-wissenschaftliche Studien, .
Frequenzsynthese
Den prinzipiellen Aufbau des experimentellen FMCW-Radars zeigt
Abb. . Die Frequenzsynthese wird durch einen VCO (voltage controlled
oscillator) realisiert. Dieser kann grundsätzlich mit beliebigen
(niederfrequenten) Signalen moduliert werden. Für die hier beschriebene
Versuchsanordnung wird der VCO mit einem dreieckförmigen Rampensignal
moduliert. Der Hauptteil dieses modulierten Signals gelangt nach
Verstärkung und Filterung über einen Zirkulator zur
Sende-Empfangsantenne und wird dort gerichtet als elektromagnetische Welle
abgestrahlt, welche schließlich auf die zu untersuchenden Radarziele
gelangt.
Empfangseinheit
Die an den Radarzielen reflektierten elektromagnetischen Wellen gelangen
laufzeitverzögert zurück zur Sende-Empfangsantenne und werden dort
über den Zirkulator auf den Empfangszweig ausgekoppelt. Die
Empfangseinheit besteht im wesentlichen aus einem IQ-Mischer, der das
Empfangssignal in das Basisband herunter mischt. Als LO-Signal (local
oscillator) nutzt der IQ-Mischer einen Teil des VCO-Signals, der über
einen Richtkoppler ausgekoppelt wird. Zur Erzeugung des 90∘
Phasenoffsets wir eine λ/4 Umwegleitung eingesetzt.
Zur Empfindlichkeitssteigerung wäre ein LNA vor dem IQ-Mischer denkbar.
Auf diesen wurde jedoch bewusst verzichtet, da damit die Dynamik des
Empfangssystems herabgesetzt wird. Stattdessen wird die fehlende
Empfindlichkeit durch eine erhöhte Sendeleistung kompensiert, sodass
ausreichende Empfindlichkeit bei gleichzeitiger maximaler Dynamik gegeben
ist.
Verwendete Formelzeichen in der Radargleichung.
FormelzeichenEinheitBeschreibungPrWLeistung des EmpfangssignalsPtWLeistung des SendesignalsG1Antennengewinn bezogen auf isotropen KugelstrahlerλmWellenlängeσm2RadarquerschnittRmEntfernung zwischen Radarantenne und RadarzielNF-Signalaufbereitung
Nach dem IQ-Mischer folgt zunächst ein passives Bandpassfilter.
Abbildung zeigt den idealisierten, asymptotischen Frequenzgang
dieses Filters. Dessen Hauptaufgabe ist, unerwünschte Mischprodukte (z.B.
2⋅5,7 GHz) und das LO-Übersprechen herauszufiltern. Da die
verwendeten Analog-zu-Digitalwandler (ADC) eine NF-Bandbreite von 96 kHz
aufweisen, ist die exakte Wahl der oberen Grenzfrequenz fgr,o
unkritisch. Es muss lediglich sichergestellt werden, dass LO- und
Spiegelfrequenz herausgefiltert werden und der Frequenzgang unterhalb von
96 kHz glatt ist.
Asymptotisch angenäherter Frequenzgang des Bandpassfilters.
Nach ergibt sich die Radargleichung ohne
Berücksichtigung weiterer Verluste entsprechend Gleichung ().
Die Größen der Radargleichung sind in Tabelle
erläutert. Wie Gleichung () zeigt, ist die Abhängigkeit der
Empfangsleistung Pr von der Entfernung R gerade Pr∼R-4. Durch
die R-4-Abhängigkeit ist im Empfangssystem ein extrem großer
Dynamikbereich erforderlich, um gleichzeitig sowohl nahe als auch ferne Ziele
auswerten zu können. Insbesondere naheliegende ungewollte Radarziele
(clutter) führen zu einer starken Aussteuerung des Empfängers.
Für die zu detektierenden WEA in größerer Entfernung (einige km)
muss das System wiederum sehr empfindlich sein, um die schwachen Echos der
WEA eindeutig detektieren zu können. Hier erweist es sich als
vorteilhaft, dass bei einem FMCW-Radar die Entfernungsinformation in der
Differenzfrequenz Δf enthalten ist. Da für unbewegte Radarziele
Δf∼R gilt, lässt sich die entfernungsabhängige
Empfangsfeldstärke unter Zuhilfenahme eines entsprechenden Filters
kompensieren. Wählt man einen Hochpass mit einer Flankensteilheit von
40 dB dec-1, so wird die R-4-Abhängigkeit kompensiert. Der
erforderliche Dynamikbereich für die nachfolgenden Systemkomponenten
sinkt somit erheblich.
Foto des Versuchsaufbaus. Nicht abgebildet sind Spannungsversorgung
Antenne und NF-Signalkomponenten. (Das Bild wurde hinsichtlich einer kompakten Darstellung bearbeitet.)
Tatsächlich ist in der hier gewählten Implementierung das
entfernungskompensierende Hochpassfilter Bestandteil des Bandpassfilters. Die
untere Grenzfrequenz fgr,u ist so gewählt, dass Ziele bis zu
einer Entfernung von 1 km kompensiert werden (daraus ergibt sich hier
für die untere Eckfrequenz des Filters: fgr,u=10 kHz).
Für die zu untersuchenden WEA (R>1 km) wird keine
Empfangspegelabsenkung durch das Bandpassfilters durchgeführt. Somit
können die zu untersuchenden WEA mit voller Systemempfindlichkeit
detektiert werden.
Wichtig ist, dass alle Frequenzanteile die herausgefiltert werden, absorbiert
und nicht durch Reflexion unterdrückt werden. Wäre das
Bandpassfilters rein reaktiv aufgebaut, so würden die herausgefilterten
Frequenzanteile zurück in den Mischer reflektiert und dort neu gemischt
werden, was zu zusätzlichen, unerwünschten Mischprodukten führen
kann .
Nach den Bandpassfiltern folgen rauscharme NF (Niederfrequenz)
Vorverstärker (NF-LNA, low noise amplifier), die die teilweise sehr
schwachen Empfangssignale auf einen für die ADCs geeigneten Pegel
verstärken. Die NF-LNAs sind zunächst auf sehr geringes Eigenrauschen
optimiert und zusätzlich so dimensioniert, dass sie breitbandig
reflektionsarm in einem 50 Ω-System betrieben werden können, da
reflektierte Signale wiederum unerwünschte Mischprodukte in den beiden
Mischern erzeugen würden.
Die Digitalisierung wird hier mit einem in der professionellen Studiotechnik
gebräuchlichen Konverter (Roland UA-55 Quad-Capture Audio Interface)
durchgeführt. Die hier eingesetzten AD-Wandler haben eine effektiv
nutzbare Auflösung von 16 Bit und eine Abtastfrequenz von jeweils
192 kHz. Somit kann eine NF-Bandbreite von theoretisch 96 kHz genutzt
werden. Die praktische Umsetzung begrenzt die Bandbreite auf ca. 80 kHz je
Kanal.
Pr=PtG2λ2σ(4π)3R4
Praktische Hardwarerealisierung
Abbildung zeigt die praktische Realisierung des experimentellen
FMCW-Radars. Für eine kompaktere Darstellung wurde das Foto
nachbearbeitet. Zudem sind nur die Mikrowellen-Komponenten sichtbar.
Spannungsversorgung und NF-Weiterverarbeitung sind nicht abgebildet. Die
Mikrowellen-Komponenten selbst stammen größtenteils als vorgefertigte
Bauteile aus dem Sortiment der Firma Mini-Circuits. Tabelle
listet die verwendeten Komponenten zusammen mit ihren charakteristischen
Kenngrößen auf. Die angegebene Nummer in der ersten Spalte bezieht
sich auf die Nummerierung in Abbildung .
Vorgefertigte Komponenten des FMCW-Radars (Alle mit * gekennzeichneten Komponenten sind von Mini-Circuits).
Verwendete Formelzeichen der Gleichungen () bis ().
FormelzeichenEinheitBeschreibungTssSweep ZeitΔfHzSweep BandbreitefTX(t)HzMomentanfrequenz des SendersfRX(t)HzMomentanfrequenz des Empfangssignalsfb(t)HzMomentane Differenzfrequenz aus Empfangs- und Sendesignal (Beat Frequenz)f1bHzBeat Frequenz beim Down Sweepf2bHzBeat Frequenz beim Up SweepfcHzMittenfrequenz des SendesignalsRmEntfernung zwischen Radar und RadarzielVm s-1Radialgeschwindigkeit des Radarziels (Positiv bei Annäherung)c0m s-1Lichtgeschwindigkeit (299 792 458 m s-1)CRm Hz-1Systemkonstante zur EntfernungsbestimmungCVmSystemkonstante zur Bestimmung der RadialgeschwindigkeitFrequenzsynthese
Die Frequenzsynthesestufe besteht, beginnend bei A, aus einem VCO (1),
einem passiven Frequenzverdoppler (2), einem Verstärker (3) sowie
einem Filter (4). Der VCO liefert einen Pegel von +8 dBm. Dieser VCO
zeichnet sich durch sein geringes Phasenrauschen und seine hohe
Linearität zwischen Abstimmspannung und Frequenz aus. Um ein geringes
Phasenrauschen zu erreichen, muss sowohl die VCO Betriebsspannung als auch
die Abstimmspannung rauscharm ausgelegt sein.
Mit der Kombination aus dem VCO und dem Frequenzverdoppler lässt sich ein
sinusförmiges, durchstimmbares Signal im Frequenzbereich von 5,65 bis
6,1 GHz erzeugen. Am Ausgang des Frequenzverdopplers steht ein Pegel von
-2 dBm zur Verfügung, der mit dem nachfolgenden Verstärker
ZX60-V63+ auf +12 dBm verstärkt wird. Zur Unterdrückung der
Grundwelle des VCOs wird ein Bandpassfilter in Mikrostreifentechnik
verwendet. Am Ausgang dieses Bandpassfilters steht das gewünschte
6 GHz-Signal mit einem Pegel von ca. +11 dBm zur Verfügung.
Sendeeinheit
Nach der Frequenzsynthesestufe wird das HF-Signal über einen Richtkoppler
(5), einen Verstärker (6), ein Oberwellenfilter (7) und einen
Zirkulator (8) zum Antennenanschluss B geführt. Der Richtkoppler
koppelt zunächst einen Teil des HF-Signals für die spätere
IQ-Mischung aus (Koppelmaß -16 dB). Das Hauptsignal wird mit einem
Verstärker verstärkt. Nach diesem Verstärker werden Harmonische
mit dem Bandpassfilter herausgefiltert. Im Anschluss gelangt das Signal
über einen Zirkulator zum Antennenanschluss B. Hier stehen +16 dBm zur
Verfügung. Um eine hohe Isolation zwischen Sende- und Empfangszweig zu
erreichen, ist ein gute Anpassung am Zirkulatorausgang B erforderlich.
Dieses wird durch einen Tuner direkt an der Antenne realisiert. Mit diesem
Versuchsaufbau wird eine Isolation von 30 dB erreicht.
Empfangseinheit
Zur Erzeugung des LO-Signals wird ein Teil des HF-Signals über einen
-16 dB Richtkoppler (5) ausgekoppelt. Im Anschluss wird es mit einem
Verstärker (16) verstärkt und mit einem Mikrostreifenfilter (15)
von Oberwellen bereinigt. Nach dem Mikrostreifenfilter steht ein LO-Pegel von
+10 dBm zur Verfügung.
Nachfolgend wird das Signal über einen Leistungsteiler (14) in zwei
Zweige mit jeweils +7 dBm aufgeteilt. Zur Erzeugung des 90∘
Phasenunterschieds zwischen den beiden Mischern, wird in dem einen Zweig eine
Verzögerungsleitung (13) eingesetzt. Sie wird durch ein
SMA-Verbindungsstück Buchse-Buchse in Kombination mit einem
SMA-Verbindungsstück Stecker-Stecker realisiert. Tatsächlich ist
diese Kombination elektrisch 3⋅90∘=270∘ lang, was
prinzipiell keinen Einfluss auf die Funktion hat. Allerdings ist die
Umwegleitung nur für eine einzige Frequenz exakt 270∘ lang. Mit
sich ändernder Frequenz entsteht somit ein Phasenfehler zwischen I- und
Q-Pfad. Dieser ist dreimal so groß als er eigentlich sein könnte,
wenn die Umwegleitung nur 90∘ lang wäre. Mit Blick auf die hier
bisher verwendete Bandbreite von ca. 30 MHz ist dieser Phasenfehler jedoch
vernachlässigbar.
Sende- und Empfangssignal bei Anwesenheit eines Radarziels sowie die sich daraus ergebende Differenzfrequenz.
Die von der Antenne empfangenen, reflektierten Signale (Radarechos) werden
vom Anschluss B über den Zirkulator (8) auf das
Mikrostreifen-Empfangsfilter (9) geleitet und von dort über einen
Leistungsteiler (10) schließlich auf die beiden Mischer für den I-
(12) und Q-Pfad (11) geführt. Die Mischer selbst sind Level 7
Mischer. An den Anschlüssen CI und
CQ stehen die I- und Q-Signale im Basisband zur
Verfügung und können von dort aus auf der NF-Signalebene
weiterverarbeitet werden.
Modulation
Wie in Abbildung ersichtlich, wird zur Modulation ein
dreieckförmiges Rampensignal verwendet. Wird das so modulierte Signal an
einem Radarziel reflektiert, so können zwei Effekte beobachtet werden.
Abbildung zeigt dafür zunächst das modulierte Sendesignal
TX welches eine Mittenfrequenz fc und eine Sweepbandbreite Δf
aufweist. Das so modulierte Signal bewegt sich mit der
Ausbreitungsgeschwindigkeit c0 zum Radarziel, wird dort reflektiert und
gelangt um td verzögert wieder zum Empfänger. Sofern sich das
Radarziel bewegt, tritt zusätzlich eine Dopplerverschiebung fd
zwischen Empfangs- und Sendesignal auf. Schließlich wird das Radarecho
RX empfangen.
Wird nun das Empfangssignal mit dem Sendesignal gemischt, erhält man im
Frequenzbereich unter anderem das Differenzsignal, siehe
Gleichung (). Da eine komplexe IQ-Mischung durchgeführt
wird, können sowohl positive als auch negative Frequenzanteile im
Basisband ausgewertet werden. Anhand der Frequenzen f1b und f2b,
die über Gleichung () bestimmt werden können, lässt
sich sowohl die Entfernung über Gleichung () als auch die
Radialgeschwindigkeit (positiv bei Annäherung) über
Gleichung () bestimmen . Aus den
Systemkonstanten CR (Gleichung ) und CV
(Gleichung ), die von der Sweep Zeit Ts, der Sweep Brandbreite
Δf und der Mittenfrequenz fc abhängig sind, können die
Entfernung und Radialgeschwindigkeit quantitativ bestimmt werden.
Tabelle zeigt eine Übersicht der verwendeten Formelzeichen.
Weiterhin listet Tabelle die Systemparameter auf, die bei ersten Experimenten
mit diesem FMCW-Radar verwendet wurden. Insbesondere wurden die
Parameter so gewählt, dass für stehende Radarziele eine Entfernung
von 1 km einer Differenzfrequenz von 10 kHz entspricht (CR=0,1 m s).
Sofern mehrere Radarziele vorhanden sind, kann es vorkommen, dass keine
eindeutige Aussage über Geschwindigkeit und Entfernung getroffen werden
kann, da die WEA keine Punktziele sind, sondern ein räumlich verteiltes
Ziel darstellen. So ist beispielsweise die lokale Geschwindigkeit der
Rotorblätter an der Blattspitze wesentlich höher als in den Bereichen
dicht an der Nabe. Im Rahmen der ersten Versuchsmessungen wurde dieses
Problematik nicht näher untersucht. Um dieses Problem für
zukünftige Messungen zu lösen, werden nachfolgend zunächst die
Systemkonstanten CR und CV näher diskutiert.
Betrachtet man Gleichung , so ist erkennbar, dass CV nur von
c0 und fc abhängig ist. Da der Frequenzbereich auf das C-Band
festgelegt ist, kann diese Systemkonstante praktisch nicht geändert
werden. Sie hat einen festen Wert von CV=26 mm (für
fc=5,75 GHz). Anschaulich bedeutet dies, dass ein Radarziel welches
sich mit 26 m s-1 bewegt, mit einer Dopplerverschiebung von 1 kHz
gemessen wird. Für eine WEA mit einer maximalen Umfangsgeschwindigkeit
von ca. 80 m s-1 ergibt sich somit eine maximale Dopplerverschiebung
von ca. ±3 kHz.
Betrachtet man hingegen Gleichung (), so ist erkennbar, dass die
Systemkonstante CR von den Parametern Ts und Δf
abhängig ist. Der Parameter Δf muss so gewählt werden, dass
keine Aussendungen außerhalb des Amateurfunkbands auftreten (Δf≤200 MHz), er ist aber ansonsten frei wählbar. Der Parameter Ts
ist ebenfalls in einem großen Bereich frei wählbar. Die hier
verwendete Hardware gibt Ts>1 ms vor.
Foto des mit dem vorgestellten FMCW-Radar vermessenen Szenarios.
Entscheidend ist, dass das Verhältnis von CR zu CV nahezu
beliebig gewählt werden kann. Wählt man beispielsweise
CR=1,5 m Hz-1 (Ts=2 s, Δf=200 MHz) so bewirkt eine
Positionsänderung von ±50 m (100 m Rotordurchmesser) eine
Frequenzänderung von ±3313 Hz. Die durch die
Positionsänderung hervorgerufene Frequenzänderung (s.
Gleichung ) ist somit um zwei Größenordnungen geringer als die
durch die Dopplerverschiebung hervorgerufene Frequenzänderung. Somit kann
die gemessene Frequenzänderung in guter Näherung als reine
Dopplerverschiebung interpretiert werden und die Frequenzänderung durch
die Positionsänderung vernachlässigt werden. Weiterführende
Untersuchungen werden zeigen, in wie weit dieser Ansatz praxistauglich ist.
Die in Abschnitt beschriebene
Messhardware wurde bei ersten Experimenten mit den in Tabelle
beschriebenen Systemparametern betrieben. Es zeigte sich, dass die
Linearität zwischen VCO-Spannung und VCO-Frequenz unzureichend ist.
Betrachtet man die Tuning Sensitivity, die der Hersteller im Datenblatt
vorgibt, so ist erkennbar, dass dieser Wert zwischen ca. 11
und 19 MHz V-1 variiert. Dieser Wert sollte eigentlich konstant sein
(ideale Gerade). Tatsächlich schwankt er jedoch um fast ±20 %. Die
Auswirkung dieser Nichtlinearität wird in
diskutiert.
Mit diesem Aufbau war es zunächst nicht möglich, Radarziele in
mehreren km Entfernung sauber zu detektieren. Für erste Laborversuche
wurde der VCO in Verbindung mit dem Frequenzverdoppler und dem Verstärker
(siehe Abbildung Nr. 1 bis 3) durch einen Signalgenerator
SMB100 (Rohde & Schwarz) ersetzt. Das genaue Frequenzsynthesekonzept des
SMB100 liegt nicht vor, es wird jedoch angenommen, dass das Grundprinzip auf
einem PLL-stabilisierten YIG-Oszillator beruht. Mit diesem Konzept kann die
Linearität der Frequenzrampe als nahezu ideal angenommen werden. Dieser
modifizierte Aufbau ermöglichte es, Radarziele bis zu einer Entfernung
von knapp 20 km zu detektieren.
Systemparameter Messhardware.
ParameterWertBeschreibungfHub29,979 MHzFrequenzhubTs20 msSweep ZeitPTX16 dBmSendeleistungGAnt31 dBiAntennengewinn (80 cm Parabolantenne)fs192 kHzStereo AbtastfrequenzBWNF±80 kHzNutzbare NF-Bandbreite des IQ-Signals
Als erstes Messszenario wurden WEA untersucht, die in der Umgebung der Jade
Hochschule am Studienort Wilhelmshaven in Sichtweite stehen (siehe
Abbildung ). Für das Aufnehmen und Auswerten des
Basisbandes wurde das Freeware-Programm HDSDR verwendet. Dieses
erlaubt es unter anderem, das komplexe Empfangsspektrum in Form eines
Wasserfalldiagramms darzustellen. Aufgrund der IQ-Signalverarbeitung lassen
sich sowohl positive als auch negative Frequenzen im Basisband auswerten.
Unter der Voraussetzung, dass das Empfangssystem linear und zeitinvariant
arbeitet (der Empfänger darf nicht übersteuert werden) lassen sich
mehrere Radarziele als lineare Überlagerung auswerten. Das theoretische
räumliche Auflösungsvermögen ergibt sich nach
gemäß Gleichung .
ΔR=c02⋅fHub=5m
Die Vermessung der in Abbildung dargestellten Umgebung mit
dem Versuchsradar führte zu dem in Abbildung gezeigten
Wasserfall-Spektrum. Tabelle listet die Entfernungen
zu den Radarzielen auf. Um die Radarziele besser erkennen zu können, wird
hier nicht der komplette Frequenzbereich von -96 bis +96 kHz
dargestellt, sondern nur der Ausschnitt von +10 bis +60 kHz. Der
Frequenzbereich von +10 bis +60 kHz entspricht einer Entfernung von 1
bis 6 km. Die Beschriftung der Abszisse mit einer Entfernungsskala ist nur
für stehende Ziele korrekt, da eine Doppler-Verschiebung bedingt durch
die Radialbewegung des Radarzieles als Entfernungsänderung interpretiert
wird. Für die einfachere Interpretation der Abszisse ist sie hier dennoch
mit der Entfernungsinformation skaliert worden.
Gemessenes Wasserfallspektrum unter der Anwesenheit realer Radarziele.
Wie sich zeigt, konnten bereits einige Radarziele, die in
Abbildung mit “a” bis “e” beschriftet sind,
eindeutig gemessen werden. Sie sind in Abbildung entweder als
statische Linien oder als modulierte Linien erkennbar. Statische Linien
entstehen genau dann, wenn sich das Radarziel nicht bewegt, wie
beispielsweise stillstehende WEA (Ziel “d”) oder Hochspannungsmasten
(Ziele “a” und “b”). Modulierte Linien sind bei den sich drehenden
WEA (Ziele “c” und “e”) erkennbar. Insbesondere die WEA “c” ist
im Wasserfalldiagramm sehr deutlich zu erkennen, da sich alle rotierenden
Teile im Sichtbereich des Radars befinden und keine Abschattung vorliegt.
Zur Validierung der Entfernungsmessung und zur exakten Zuordnung der
Messobjekte wurden als Referenz die GPS-Positionen der Messobjekte und die
GPS-Position des eigenen Standortes herangezogen. Es zeigte sich, dass die
Entfernungen der Radarziele mit einer Genauigkeit besser 10 m aus dem
Spektrum abgeleitet werden können. Ferner konnte visuell beobachtet
werden, dass die in “c” erkennbar Modulation zeitlich mit der
Drehbewegung der WEA korreliert. Bislang gelingt es allerdings nicht,
über die spektrale Verteilung eine Aussage darüber zu treffen, welche
Komponenten aufgrund von Dopplerverschiebung und welche aufgrund von
Positionsänderungen auftreten. Dieses bedarf noch weiterer
Untersuchungen.
Entfernungen zwischen Messort und den Radarzielen aus Abbildung .
IndexEntfernung in kmRadarziela1,33Hochspannungs-Gittermastb1,42Hochspannungs-Gittermastc5,52WEA, rotierendd5,76WEA, stillstehende5,82WEA, rotierend, teilverdecktFazit und Ausblick
Mit diesem Beitrag konnte gezeigt werden, dass es möglich ist, mit
kostengünstigen und leicht verfügbaren Mitteln ein funktionierendes
FMCW-Radar aufzubauen. Besonderes Augenmerk muss auf die Frequenzsynthese
gelegt werden. Zum einen müssen die Abstimmspannung sowie die
Spannungsversorgung extrem rauscharm ausgelegt werden, um unnötiges
Phasenrauschen zu vermeiden und zum anderen muss eine hohe Linearität
zwischen Abstimmspannung und Frequenz bestehen. Alternativ müsste eine
eventuell vorhandene Nichtlinearität kompensiert werden. Es hat sich
gezeigt, dass im Bereich der Frequenzsynthese für das hier vorgestellte
System weitere Entwicklungen erforderlich sind. Hierzu kommen PLL
stabilisierte Oszillatoren in Frage, die als Referenzsignal ein ideales
Dreiecksignal erhalten. Um das Phasenrauschen weiter zu verbessern, wird die
Verwendung von YIG-Oszillatoren untersucht.
Die ersten Messungen selbst zeigen, dass der gewählte Schaltungsaufbau
funktioniert. Ferner konnte gezeigt werden, dass WEA vom Forschungsstandort
aus detektiert werden können. Das IQ-Basisbandspektrum erlaubt die
Unterscheidung zwischen rotierenden WEA und statischen Zielen. In
nachfolgenden Schritten soll neben der Optimierung der Hardware der Einsatz
von bistatischen Antennenkonfigurationen untersucht werden. Weiterhin soll
die mathematische Modellierung vertieft betrachtet werden, um die
Unterscheidung von Doppler-Verschiebung und räumlicher Änderung zu
ermöglichen.
Als langfristiges Ziel ist beabsichtigt, unterschiedliche WEA an diversen
Standorten mit Hilfe der Doppler-Spektren hochfrequenztechnisch zu
charakterisieren. Die dabei erzielten Ergebnisse sollen genutzt werden, um
ein statistisches Modell zur Vorhersage des Einflusses von WEA auf
Wetterradaranlagen abzuleiten.
Messdaten sind auf Nachfrage vom Erstautor erhältlich.
Die Autoren erklären, dass kein Interessenkonflikt besteht. Edited by: T. Schrader Reviewed by:
J. Bredemeyer and one anonymous referee
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